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Nov 08, 2023

Rapports scientifiques volume 12, Numéro d'article : 13745 (2022) Citer cet article

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Un convertisseur CC-CC bidirectionnel est requis pour un système de stockage d'énergie. Une efficacité élevée et un taux de conversion élévateur et abaisseur élevé sont les tendances de développement. Dans cette recherche, une série de circuits Cuk bidirectionnels à gain élevé a été dérivée en combinant des inductances à prises et un Cuk bidirectionnel. Après analyse et comparaison des caractéristiques de chaque circuit, un circuit Cuk bidirectionnel à gain élevé avec une inductance à prises (couplage inverse) a été proposé. Le convertisseur proposé a une structure simple et un gain de tension élevé dans les modes de fonctionnement abaisseur (Buck) et élévateur (Boost). La contrainte de tension de S2 était faible. La contrainte de tension de S1 était élevée, cependant, et c'est un inconvénient du convertisseur proposé. Les caractéristiques du circuit proposé ont été soigneusement examinées, y compris les caractéristiques de gain de tension et la conception des principaux paramètres. Nous avons établi un modèle de perte de puissance de la nouvelle topologie et le rapport de rotation de l'inductance à prises a été optimisé pour un rendement élevé. Enfin, une mise en œuvre expérimentale de 400 W du convertisseur a permis d'atteindre des rendements de 93,5 % et 92,4 % dans les modes élévateur et abaisseur, respectivement. Ces résultats ont vérifié la validité de l'analyse théorique du circuit proposé.

En raison de la rareté des combustibles fossiles et des graves problèmes environnementaux de ces dernières années, des efforts importants ont été concentrés sur le développement de technologies de production distribuée (DG) respectueuses de l'environnement1. L'énergie renouvelable, cependant, ne produit pas d'énergie constante en raison des conditions météorologiques. Le stockage d'énergie est nécessaire pour fournir une alimentation stable2. De plus, la tension d'une batterie de stockage est généralement faible, dans la plage de 12 à 48 V, alors que la tension d'un bus CC est de 400 V ou plus pour répondre aux exigences d'un onduleur ou d'un réseau CA3. Par conséquent, pour que les systèmes de stockage d'énergie connectent une batterie basse tension à un bus CC haute tension, un convertisseur CC-CC bidirectionnel avec un rapport de conversion de tension élévateur/abaisseur élevé est requis4. De plus, ces convertisseurs ont fait l'objet de recherches approfondies pour une large gamme d'applications industrielles, y compris les systèmes d'alimentation sans interruption, les véhicules électriques et les alimentations aéronautiques5. Le convertisseur abaisseur-élévateur traditionnel peut fournir un gain de tension élevé avec un grand rapport cyclique, ce qui entraînera des pertes de conduction considérables en raison des grandes ondulations de courant. De plus, plusieurs convertisseurs CC-CC bidirectionnels basés sur des topologies isolées ont été présentés dans la littérature. Ces topologies nécessitent un transformateur et un nombre élevé de dispositifs de commutation, ce qui augmente le coût et les pertes de commutation, en plus de nécessiter des schémas de commande plus compliqués.

De nombreux convertisseurs CC-CC bidirectionnels avec un rapport de conversion élévateur/abaisseur élevé ont été proposés pour améliorer le gain de tension et l'efficacité d'un convertisseur. La méthode en cascade a été utilisée dans la référence 6 pour élargir la plage de rapport d'un convertisseur bidirectionnel dont le gain a été calculé en multipliant les gains de chaque convertisseur de niveau. L'efficacité était faible, cependant, à cause de la cascade, et il y avait un problème d'instabilité. Le convertisseur proposé dans la référence 7 améliorait le rapport de conversion d'un convertisseur CC-CC bidirectionnel en connectant le côté basse tension en parallèle et le côté haute tension en série, mais la structure du convertisseur était complexe. Certaines solutions attrayantes, telles que des condensateurs commutés8,9, des inductances commutées10 et des inductances couplées11, ont été introduites pour un convertisseur CC/CC bidirectionnel de base afin d'augmenter le rapport de conversion de tension. Le convertisseur CC–CC résonant à condensateur commuté modulaire à pont bidirectionnel proposé a atteint un rapport de conversion élévateur/abaisseur élevé grâce à une unité de condensateur commuté8. Cependant, il utilisait un grand nombre de commutateurs et les contraintes de tension et de courant sur les commutateurs étaient élevées en raison de la résonance. De ce fait, si le circuit proposé en 9 réduisait le nombre d'interrupteurs, sa plage de rapport de conversion était limitée. La référence 10 a utilisé la technique de l'inductance couplée pour construire un convertisseur CC-CC bidirectionnel avec un gain de tension élévateur/abaisseur élevé. L'ondulation du courant était importante car la forme d'onde du courant du côté basse tension de la topologie était une onde carrée. De plus, la référence 11 traitait des convertisseurs CC-CC bidirectionnels non isolés basés sur des inductances à double couplage, qui pourraient obtenir un gain de tension élevé et des contraintes de tension de commutation réduites en connectant les enroulements secondaires de deux inductances couplées en série. Cependant, cela nécessitait un contrôle complexe.

En résumé, ces structures de convertisseurs isolés ont généralement trop de commutateurs, de sorte que les pertes de conduction des commutateurs étaient très élevées. De plus, la mise en œuvre pratique est compliquée et coûteuse. Les circuits à gain élevé non isolés existants sont principalement des convertisseurs à condensateur de commutation et des convertisseurs à inductance couplée. Les inconvénients d'un convertisseur à condensateur de commutation comprennent la perte de commutation et la contrainte de courant. Les inconvénients d'un convertisseur à inductance couplée comprennent la structure de circuit complexe et l'inductance de fuite qui entraîne des pointes qui doivent être supprimées à l'aide de circuits d'amortissement.

Les convertisseurs Cuk gagnent en popularité car les inducteurs d'entrée et de sortie réduisent les problèmes d'interférences électromagnétiques et l'ondulation de sortie est faible12. Dans cette recherche, l'inductance à prises et le Cuk bidirectionnel sont combinés pour créer une série de circuits Cuk bidirectionnels à gain élevé. Après analyse et comparaison des caractéristiques de chaque circuit, un circuit Cuk bidirectionnel à gain élevé avec inductance à prises (couplage inverse) est proposé. Le convertisseur proposé a une structure simple et un gain de tension élevé dans les modes de fonctionnement abaisseur (Buck) et élévateur (Boost). Les caractéristiques du circuit proposé, y compris les caractéristiques de gain de tension et la conception des principaux paramètres, sont soigneusement examinées. Sur la base de cet examen, nous avons établi un modèle de perte de puissance de la nouvelle topologie, et le rapport de rotation de l'inductance à prises a été optimisé pour un rendement élevé. Enfin, un prototype 400 W 48 V/400 V a été créé pour vérifier la validité de l'analyse théorique du circuit proposé.

Le circuit Cuk bidirectionnel présente une faible ondulation d'entrée et de sortie et une faible interférence EMI, et le schéma de circuit est illustré à la Fig. 1. En raison de l'influence des paramètres parasites, le gain de tension de ce circuit est limité et il ne convient pas aux occasions avec un grand rapport de transformation de tension. Par conséquent, une série de circuits Cuk bidirectionnels à gain élevé est créée en combinant l'inductance à prises et le Cuk bidirectionnel pour augmenter le gain de tension du Cuk bidirectionnel.

Circuit Cuk bidirectionnel.

La série de circuits proposée utilise des inductances couplées pour remplacer les inductances L1 ou L2 de la figure 1. En raison des différentes méthodes de connexion de l'inductance couplée, quatre circuits différents peuvent être dérivés. De plus, étant donné que l'inductance couplée a deux modes de couplage (c'est-à-dire un couplage dans le même sens et un couplage dans le sens inverse), un total de huit circuits peut être dérivé, comme le montrent les Fig. 2 et 3. Ces convertisseurs avec inductances à prises sont formés par le couplage dans le même sens illustré à la Fig. 2. Le couplage à sens inverse est illustré à la Fig. 3. L'inductance à prises est composée de L1 avec le nombre de tours N1 et L2 avec le nombre de tours N2, où le rapport de prise est n = N2: N1. De plus, D1 est la diode de corps parasite de S1 et D2 est la diode de corps parasite de S2. Le couplage dans le même sens signifie que les courants proviennent tous de la même extrémité de l'inducteur et vice versa.

Les circuits Cuk bidirectionnels à gain élevé sont formés par le couplage dans le même sens, (a) S1-tap, (b) S2-tap, (c) CB-tap 1, (d) CB-tap 2.

Les circuits Cuk bidirectionnels à gain élevé sont formés par le couplage en sens inverse, (a) S1-tap, (b) S2-tap, (c) CB-tap 1, (d) CB-tap 2.

Le gain de tension M de ces convertisseurs par rapport au rapport cyclique D et au rapport de transformation n est obtenu pour le mode en mode courant continu (CCM) en analysant les principes de fonctionnement des circuits précédemment notés, comme indiqué dans le tableau 1. S1-tap signifie que l'inductance L1 du circuit Cuk bidirectionnel est remplacée par l'inductance de prise Lt, et la borne commune de l'inductance à prise est connectée à S1, comme indiqué sur la Fig. 2a et la Fig. 3a. S2-tap signifie que l'inductance L2 du circuit Cuk bidirectionnel est remplacée par l'inductance de prise Lt, et la borne commune de l'inductance à prise est connectée à S2, comme illustré sur les Fig. 2b et 3b. CB-prise 1 signifie que l'inductance L1 du circuit bidirectionnel Cuk est remplacée par l'inductance de prise Lt, et la borne commune de l'inductance à prise est connectée à CB, comme illustré sur les Fig. 2c et 3c. CB-prise 2 signifie que l'inductance L2 du circuit Cuk bidirectionnel est remplacée par l'inductance de prise Lt, et la borne commune de l'inductance à prise est connectée à CB, comme illustré sur les Fig. 2d et 3d.

La courbe correspondante peut être tracée à l'aide des données du tableau 1, comme indiqué sur la figure 4. La courbe caractéristique tension-gain des circuits formés par couplage dans le même sens est illustrée sur la figure 4a. Les courbes du circuit de prise S1 et du circuit de prise de condensateur 2 se chevauchent, et les courbes du circuit de prise S2 et du circuit de prise de condensateur 1 se chevauchent. Comme le montre la figure 4a, le circuit Cuk bidirectionnel avec l'inductance à prise dérivée de la prise S2 et du circuit à prise de condensateur 1 peut obtenir un gain de tension élevé. La courbe caractéristique du rapport de conversion de tension des circuits formés par le couplage en sens inverse est représentée sur la figure 4b. Les courbes du circuit de prise S1 et du circuit de prise de condensateur 2 se chevauchent, et les courbes du circuit de prise S2 et du circuit de prise de condensateur 1 se chevauchent. Comme le montre la figure 4b, le circuit Cuk bidirectionnel avec l'inductance à prise dérivée de la prise S1 et du circuit à prise de condensateur 2 peut obtenir un gain de tension élevé.

Les courbes caractéristiques de gain de tension des huit circuits en mode élévateur, (a) le couplage dans le même sens, (b) le couplage dans le sens inverse.

Les courbes caractéristiques du rapport de conversion de tension des circuits des Fig. 3d et 2b sont tracés, comme illustré à la Fig. 5, pour obtenir le circuit avec un rapport d'amplification plus grand à partir des circuits notés précédemment. En conséquence, il est déterminé que le circuit de la figure 3d est le meilleur des circuits notés précédemment.

Les courbes caractéristiques de gain de tension des 4 circuits en mode élévateur.

L'analyse de ces convertisseurs en mode abaisseur étant similaire à l'analyse en mode élévateur, elle n'est pas répétée ici.

L'analyse de faisabilité du grand rapport des topologies est présentée dans le tableau 2 sur la base de l'analyse précédente. Dans le tableau, le terme "inapplicable" signifie que le rapport de conversion de ce circuit est inférieur à celui du circuit Cuk bidirectionnel, et le terme "disponible" signifie que le rapport de conversion de ce circuit est supérieur à celui du circuit Cuk bidirectionnel.

Selon cette analyse, nous avons proposé un convertisseur Cuk bidirectionnel à inductance à prises avec un rapport de conversion élévateur/abaisseur élevé, comme illustré à la Fig. 6. Le convertisseur proposé est composé des composants suivants : la tension côté bas V2, la tension côté haut V1, l'inductance L3, l'inductance à prises Lt, le condensateur CB et les deux interrupteurs S1-S2. L'inductance à prises Lt est composée de L1 et L2 couplés dans le sens opposé, et les spires de l'inductance sont N1 et N2 (N1 > N2). Les circuits équivalents de ces étages sont illustrés à la Fig. 7.

Un convertisseur Cuk bidirectionnel à inductance à prise et à gain élevé à couplage inverse.

Un circuit équivalent Cuk bidirectionnel à inductance à prises à couplage inverse, (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

Le rapport de rotation effectif de l'inductance à prises est exprimé comme suit.

Le coefficient de couplage de l'inductance à prises est :

où Lm est l'inductance magnétisante équivalente du côté N2 ; et Lk est l'inductance de fuite côté N2.

Lors de l'utilisation du circuit proposé dans des systèmes de stockage d'énergie, la tension de la batterie V2 est du côté basse tension et la tension du bus CC V1 est du côté haute tension. Le convertisseur proposé peut fonctionner à la fois en mode élévateur et en mode abaisseur avec un flux de puissance bidirectionnel. La référence 13 contient les principes de fonctionnement et l'analyse en régime permanent. Par conséquent, les résultats simples sont discutés dans ce qui suit, mais l'analyse détaillée n'est pas répétée.

Comme représenté sur la figure 8, une période de commutation du mode élévateur comporte deux étages de commutation. Sur la figure 8, vgs2 est le signal d'attaque de S2, les courants traversant les inductances L1, L2 et L3 sont iLs, iLp et iL3, et iD1, iS2 et iCB sont les courants traversant D1, S2 et CB. Les circuits équivalents de ces étages sont illustrés à la Fig. 9.

Les principales formes d'onde de fonctionnement des composants clés en mode élévateur.

Le circuit équivalent des modes de fonctionnement en mode élévateur, (a) S2 activé, (b) S2 désactivé.

Le gain du circuit proposé en mode élévateur peut être dérivé comme suit.

Idéalement, l'inductance de fuite peut être ignorée et la Mup peut être dérivée comme suit.

où Mup est le rapport de conversion élévateur du convertisseur proposé et D est le rapport cyclique de S2.

Comme représenté sur la figure 10, une période de commutation du mode abaisseur comporte deux étages de commutation. Sur la figure 10, vgs1 est le signal d'attaque de S1, les courants traversant les inductances L1, L2 et L3 sont iL1, iL2 et iL3, et iD2, iS1 et iCB sont les courants traversant D2, S1 et CB. Les circuits équivalents de ces étages sont illustrés à la Fig. 11.

Les principales formes d'onde de fonctionnement des composants clés en mode abaisseur.

Le circuit équivalent des modes de fonctionnement en mode abaisseur, (a) S1 activé, (b) S1 désactivé.

Le gain du circuit proposé en mode abaisseur peut être dérivé comme suit.

Idéalement, l'inducteur de fuite peut être ignoré et Mdown peut être dérivé comme suit.

où Mdown est le rapport de conversion abaisseur du convertisseur proposé et D est le rapport cyclique de S1.

La comparaison des caractéristiques du convertisseur proposé avec ses homologues est présentée dans le tableau 3 (NS est le nombre d'interrupteurs de puissance, NCI est le nombre d'inductances couplées, NI est le nombre d'inductances et NC est le nombre de condensateurs). Le convertisseur abaisseur/élévateur conventionnel peut obtenir des flux de puissance bidirectionnels tout en utilisant le moins de commutateurs de puissance, mais la plage de rapport de conversion du convertisseur est limitée. Le convertisseur de la référence 14 a un rapport de conversion élévateur/abaisseur élevé, mais il est complexe et peu efficace. Par rapport aux convertisseurs de la référence 14, le rendement du convertisseur de la référence 15 a été amélioré en utilisant la technologie de commutation douce, mais la structure du circuit reste complexe. On peut voir que le convertisseur proposé atteint une plage de gain de tension élevée et large en utilisant deux commutateurs de puissance. De plus, il a une structure simple.

Pour améliorer les performances dynamiques et la capacité antiperturbation du convertisseur proposé, nous avons proposé une stratégie de commande floue améliorée basée sur la technique de commande floue Takagi – Sugeno-Kang, comme illustré à la Fig. 12. Le principe de fonctionnement et une analyse détaillée de la stratégie de commande peuvent être obtenus à partir de la référence 13. Par conséquent, l'analyse détaillée n'est pas répétée dans cet article.

Le schéma de contrôle flou amélioré.

Un modèle de perte de puissance de la nouvelle topologie est établi en mode élévateur. La perte du convertisseur proposé est composée des pertes de S2, Lt, L3 et D1. L'analyse spécifique est donnée comme suit.

La perte de S2.

La perte de conduction s'exprime comme suit

où Irms_S2 est la valeur effective du courant à travers S2, et Rds(on) est la résistance de conduction directe de S2 à une certaine température, qui peut être estimée à partir de la fiche technique et de la température ambiante.

La perte de commutation se trouve comme suit

où tri, tfv, tr et tfi sont les temps équivalents des quatre phases avec la perte pendant le processus de commutation, qui peuvent être calculés à partir de la fiche technique.

La perte de la capacité de sortie équivalente de S2 se trouve comme suit :

Par conséquent, la perte globale de S2 est donnée par :

La perte de D1

où VF est la chute de tension directe de D1, ID est la valeur moyenne du courant aux bornes de D1, Voff_D est la tension inverse de D1 et Qrr est la charge de récupération inverse de D1.

La perte de l'inducteur

La perte de noyau se trouve comme suit :

La perte de bobinage se trouve comme suit

Par conséquent, la perte globale de l'inducteur est donnée par ce qui suit :

où les paramètres K, α, β, C0, C1 et C2 peuvent être obtenus à partir de la fiche technique fournie par le fabricant du noyau ; T est la température de fonctionnement du noyau magnétique ; Vcore est le volume du noyau magnétique ; IL_rms est la valeur efficace du courant traversant l'inductance ; et Rdc est la résistance équivalente de l'inductance.

Les modèles de perte de puissance de Lt et L3 sont similaires. Par conséquent, la description du modèle de perte de puissance de Lt n'est pas répétée ici.

Pour résumer, la perte globale du convertisseur proposé en mode élévateur est donnée par :

Par conséquent, l'efficacité du convertisseur proposé en mode élévateur est donnée comme suit

De même, la perte globale du convertisseur proposé en mode abaisseur est donnée par :

Par conséquent, l'efficacité du convertisseur proposé en mode abaisseur est donnée comme suit

Les caractéristiques de perte du circuit proposé sont analysées à l'aide de Mathcad et du modèle de perte de puissance de la section précédente. Voici les principaux paramètres de simulation du convertisseur : V2 = 48 V, V1 = 400 V, Po = 400 W, L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, fréquence de découpage : fs = 50 kHz.

Selon la formule (16), les courbes de perte du circuit proposé et le rapport de rotation sous différentes charges peuvent être tracées à l'aide de Mathcad, comme illustré à la Fig. 13.

Les courbes entre la perte du circuit proposé et le rapport de transformation sous différentes charges.

D'après la figure 13, lorsque la puissance de sortie est constante, la perte totale du circuit diminue d'abord, puis augmente à mesure que le rapport de rotation augmente. En conséquence, un point de perte minimum sert de base pour sélectionner le rapport de rotation approprié dans cette recherche.

La courbe de calcul de l'efficacité du circuit proposé en mode élévateur peut être tracée à l'aide de la formule (17), comme indiqué sur la figure 14a. La figure 14b représente la courbe de calcul du rendement du circuit proposé en mode abaisseur, selon la formule (19).

La courbe de calcul pour λ, D et le rendement : (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

Comme le montre la figure 14, l'efficacité du circuit augmente d'abord, puis diminue à mesure que le rapport de rotation augmente. Il y a un maximum d'efficacité. Par conséquent, pour obtenir la sortie attendue et un rendement élevé, un rapport de rotation et un rapport de service en régime permanent appropriés doivent être choisis. Le rapport de rotation doit être d'environ 0,4 et le rapport cyclique doit être d'environ 0,75, selon la Fig. 14.

Compte tenu de la possibilité d'erreurs lors des processus de conception et d'enroulement, le meilleur rapport de rotation est \({\lambda }_{opt}\) = 0,375–0,412. Les courbes de calcul du rendement sont présentées à la Fig. 15. Lorsque le convertisseur proposé fonctionne dans les conditions nominales, le meilleur rapport de transformation est \({\lambda }_{opt}\) = 0,394. La figure 15a représente la courbe d'efficacité en mode élévateur, et la figure 15b montre la courbe d'efficacité en mode abaisseur.

La courbe de calcul du rendement, (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

Pour garantir que le circuit fonctionne en mode CCM, les valeurs de L1, L2 et L3 doivent être supérieures à la valeur d'inductance avec continuité critique. Ces valeurs sont données comme suit :

La sélection du condensateur comprend principalement la prise en compte de la contrainte de tension et de l'ondulation de tension dans une certaine plage. La valeur de CB se trouve comme suit :

Nous avons effectué des simulations détaillées dans Matlab/Simulink pour vérifier l'exactitude de l'analyse théorique susmentionnée. Le fonctionnement proposé du convertisseur est vérifié à V2 = 48 V, V1 = 400 V, Po = 400 W, L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, L2 = 0,33 mH, Lk = 0,92 uH, CB = 2,2 uF, Co1 = 47 uF, Co2 = 47 uF et la fréquence de commutation fs = 50 kHz.

Les résultats de la simulation en mode élévateur à pleine charge sont illustrés à la Fig. 16. À la Fig. 16, vgs2 est le signal de commande pour S2, les courants circulant dans les inductances L1, L2 et L3 sont iLs, iLp et iL3, et iD1, iS2 et iCB sont les courants circulant respectivement dans D1, S2 et CB.

Les formes d'onde stables des composants clés en mode élévateur.

Les résultats de la simulation en mode abaisseur à pleine charge sont illustrés à la Fig. 17. vgs1 est le signal de commande pour S1, les courants traversant les inductances L1, L2 et L3 sont iLs, iLp et iL3, et iD2, iS1 et iCB sont les courants traversant D2, S1 et CB séparément.

Les formes d'onde stables des composants clés en mode abaisseur.

En mode élévateur, la tension de sortie est stable à 400 V, comme illustré à la Fig. 16. Le rapport cyclique de S2 est de 0,74. Les contraintes de tension de S2 et D1 sont de 457 V et 472 V. De même, la Fig. 17 montre que la tension de sortie est stable à 48 V en mode abaisseur. Le rapport cyclique de S1 est de 0,26. Les contraintes de tension de S1 et D2 sont de 987 V et 180 V. Les pointes de tension et de courant de S1, S2 et de l'inductance sont causées par l'inductance de fuite de l'inductance couplée. Ainsi, les résultats des Fig. 16 et 17 montrent que les résultats de la simulation correspondent étroitement à l'analyse théorique.

Pour valider l'analyse théorique, nous avons construit un prototype de laboratoire du convertisseur proposé. Premièrement, sur la base d'applications typiques, nous avons sélectionné les conditions de fonctionnement du convertisseur proposé comme V2 = 48 V, V1 = 400 V et Po = 400 W. Deuxièmement, selon les formules (20)–(23), L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, L2 = 0,33 mH, CB = 2,2 uF, Co1 = 100 uF et Co2 = 100 uF . Ensuite, la contrainte tension-courant du dispositif semi-conducteur peut être obtenue en analysant le principe de fonctionnement spécifique du convertisseur. La contrainte tension-courant de S1 est la suivante :

La contrainte tension-courant de S2 est la suivante :

où I1 est la valeur moyenne du courant côté haute tension et I2 est la valeur moyenne du courant côté basse tension.

La tension maximale et les valeurs de contrainte de courant de S1 et S2 sont obtenues en incorporant les paramètres correspondants. Ensuite, sur la base d'une certaine marge, le type spécifique de tube de commutation requis peut être sélectionné. Les paramètres spécifiques du convertisseur proposé sont répertoriés dans le tableau 4 et le prototype est illustré à la figure 18.

Prototype des convertisseurs.

Lorsque v2 = 48 V, nous obtenons les résultats expérimentaux en mode élévateur à pleine charge, comme illustré à la Fig. 19. La Figure 19a montre les formes d'onde de vgs2, vds2 et ids2, et le rapport cyclique de S2 est de 0,75. La contrainte de tension de S2 est de 325 V. La figure 19b montre les formes d'onde de vgs2, vD1 et iD1, et la contrainte de tension de D1 est de 675 V. La figure 19c montre les formes d'onde de vgs2, v1, iL1 et iL3, et la tension de sortie du convertisseur proposé en mode élévateur est de 400,8 V.

Les résultats expérimentaux du convertisseur proposé en mode élévateur lorsque v2 = 48 V : (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Lorsque v2 = 36 V, nous obtenons les résultats expérimentaux en mode élévateur à pleine charge, comme illustré à la Fig. 20. Comme illustré à la Fig. 20, le rapport cyclique de S2 est de 0,81 et la tension de sortie du convertisseur proposé en mode élévateur est de 400,4 V. Les contraintes de tension de S2 et D1 sont de 362 V et 669 V.

Les résultats expérimentaux du convertisseur proposé en mode élévateur lorsque v2 = 36 V : (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Lorsque v2 = 60 V, nous obtenons les résultats expérimentaux en mode élévateur à pleine charge, comme illustré à la Fig. 21. Comme illustré à la Fig. 21, le rapport cyclique de S2 est de 0,69 et la tension de sortie du convertisseur proposé en mode élévateur est de 400,1 V. Les contraintes de tension de S2 et D1 sont de 315 V et 725 V.

Les résultats expérimentaux du convertisseur proposé en mode élévateur lorsque v2 = 60 V : (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Comparez avec les résultats de simulation de la Fig. 16, les résultats expérimentaux en mode élévateur sont cohérents avec celui-ci. Les deux sont alors cohérents avec l'analyse théorique. Les pointes de tension et de courant sont causées par l'inductance de fuite.

Lorsque v1 = 400 V, nous obtenons les résultats expérimentaux en mode élévateur à pleine charge, comme illustré à la Fig. 22. La Figure 22a montre les formes d'onde de vgs1, vds1 et ids1, et la contrainte de tension de S1 est de 731 V. s de vgs2, vo, iL1 et iL3, et la tension de sortie du convertisseur proposé est de 47,9 V.

Les résultats expérimentaux du convertisseur proposé en mode abaisseur lorsque v1 = 400 V : (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Lorsque v1 = 250 V, nous obtenons les résultats expérimentaux en mode abaisseur à pleine charge, comme illustré à la Fig. 23. Comme illustré à la Fig. 23, le rapport cyclique de S1 est de 0,4 et la tension de sortie du convertisseur proposé en mode élévateur est de 47,9 V. Les contraintes de tension de S1 et D2 sont de 640 V et 173 V.

Les résultats expérimentaux du convertisseur proposé en mode abaisseur lorsque v1 = 250 V : (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Lorsque v1 = 250 V, nous obtenons les résultats expérimentaux en mode abaisseur à pleine charge comme illustré à la Fig. 24. Comme illustré à la Fig. 24, le rapport cyclique de S1 est de 0,253 et la tension de sortie du convertisseur proposé en mode élévateur est de 47,9 V. Les contraintes de tension de S1 et D2 sont de 785,5 V et 245 V.

Les résultats expérimentaux du convertisseur proposé en mode abaisseur lorsque v1 = 430 V : (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

De même, comparez avec les résultats de simulation de la Fig. 17, les résultats expérimentaux en mode abaisseur sont cohérents avec celui-ci. Les deux sont alors cohérents avec l'analyse théorique.

Nous obtenons les formes d'onde de courant d'entrée et de sortie en mode élévateur/abaisseur à pleine charge, comme illustré à la Fig. 25. La Figure 25a montre les formes d'onde de courant en mode élévateur et la Fig. 25b montre les formes d'onde de courant en mode abaisseur. Comme illustré sur la figure 25, l'ondulation du courant d'entrée et de sortie du convertisseur proposé est faible.

Les formes d'onde de courant d'entrée et de sortie du convertisseur proposé, (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

La courbe d'efficacité mesurée du circuit expérimental en mode élévateur est illustrée à la Fig. 26a. La figure 26b montre la courbe d'efficacité mesurée du circuit expérimental en mode abaisseur. Comparer avec la Fig. 14, on peut voir que la courbe d'efficacité mesurée du circuit proposé est en accord avec la courbe de calcul. Les tendances des courbes sont d'abord augmentées puis diminuées. De plus, comme la perte totale réelle n'est pas prise en compte dans le calcul, le rendement maximal mesuré est inférieur à la valeur de calcul théorique.

Les courbes d'efficacité de \(\lambda \), (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

Lorsque le convertisseur proposé fonctionne dans des conditions nominales et que le meilleur rapport de transformation est \({\lambda }_{opt}\) = 0,394, nous obtenons la perte expérimentale du convertisseur proposé comme indiqué sur la Fig. 27. Comme illustré sur la Fig. 27, la perte est principalement concentrée sur la commutation et l'inductance couplée en mode élévateur/abaisseur.

La perte expérimentale du convertisseur proposé, (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

L'efficacité de conversion par rapport à la puissance de sortie en mode élévateur et en mode abaisseur est tracée à la Fig. 28. En mode élévateur, l'efficacité maximale du convertisseur proposé est de 93,5 %. En mode abaisseur, le convertisseur proposé a un rendement maximal de 92,2 %.

Les courbes de rendement avec la charge, (a) mode élévateur, (b) mode abaisseur.

En comparant les Fig. 28 et 15, nous avons constaté que les tendances de la courbe d'efficacité mesurée et de la courbe de calcul étaient cohérentes en mode step-up/step-down. Les tendances ont d'abord augmenté, puis ont diminué à mesure que la puissance de sortie augmentait. De même, la perte totale réelle n'étant pas prise en compte, le rendement maximal mesuré était inférieur à la valeur de calcul théorique.

L'utilisation d'une inductance à prises dans cette recherche a amélioré le rapport de conversion du convertisseur CC-CC bidirectionnel et a surmonté les lacunes du faible rapport de conversion du convertisseur CC-CC bidirectionnel non isolé. En outre, une série de circuits Cuk bidirectionnels à gain élevé a été dérivée en résumant et en analysant les différentes formes de l'inductance couplée proposée. Le meilleur circuit a été obtenu en analysant et en comparant les caractéristiques de chaque circuit, et nous avons proposé un circuit Cuk bidirectionnel à gain élevé avec une inductance à prises capacitives (couplage inverse). Dans les modes de fonctionnement abaisseur et élévateur, ce convertisseur avait une structure simple et un gain de tension élevé. Ensuite, les principes de fonctionnement et les caractéristiques du circuit proposé ont été minutieusement examinés. De plus, l'efficacité du convertisseur proposé a été encore améliorée après la sélection optimale du rapport de rotation de l'inducteur couplé. Enfin, nous avons créé un prototype 400 W 48 V/400 V pour vérifier la validité de l'analyse théorique du circuit proposé.

Les ensembles de données de cette étude sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Ce travail a été partiellement soutenu par la National Natural Science Foundation of China (No: 52172327) et la Fujian Province Natural Science Foundation (Nos.: 2021J011028, 2020J01860) et le Fuzhou Science and Technology Plan Project (No. 2021-S-236). Et nous remercions LetPub (https://www.letpub.com) pour son aide linguistique lors de la préparation de ce manuscrit.

Fujian Engineering Research Center of Safety Control for Ship Intelligent Navigation, College of Physics and Electronic Information Engineering, Minjiang University, Fuzhou, Fujian, Chine

Hongxing Chen et Wei He

Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion, Université de Fuzhou, Fuzhou, 350108, Chine

Wei-ming Lin & Wen-ran Liu

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HX a contribué aux expériences de prototype de laboratoire, à la conception de l'étude, à l'interprétation, aux analyses et à la préparation du manuscrit. WM a proposé l'idée principale et a contribué à la conception de l'étude et à la révision du manuscrit. WR a contribué aux expériences de prototype de laboratoire et à la préparation du manuscrit. WH a contribué à la révision du manuscrit. Tous les auteurs ont contribué et ont approuvé le manuscrit final.

Correspondance à Hongxing Chen, Wei-ming Lin ou Wei He.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Chen, H., Lin, Wm., Liu, Wr. et coll. Convertisseur Cuk bidirectionnel à inductance taraudée avec un rapport de conversion élévateur/descendant élevé et sa conception optimale. Sci Rep 12, 13745 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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Reçu : 03 mai 2022

Accepté : 31 juillet 2022

Publié: 12 août 2022

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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